Смеситель на Si8901 с большим динамическим диапазоном
Повышает устойчивость к интермодуляции на КВ и УКВ, при пониженной мощности гетеродина

 Ed Oxner, KB6QJ
(Из Ham Radio, March 1988, pp. 10…14)

Динамический диапазон радиоаппарата теснейшим образом связан с тем, насколько подавляются в его смесителе продукты интермодуляции, насколько хорошо смеситель справляется с большими уровнями сигналов и насколько мал уровень собственных шумов смесителя. Факт наличия усиления или потерь в смесителе является второстепенным, по отношению к выигрышу в величине динамического диапазона. На практике усиление при преобразовании, просто, перекладывает проблемы, связанные с динамическим диапазоном на последующие усилительные каскады. До сего времени, смесители, обеспечивающие более или менее достаточный динамический диапазон, требуют большого уровня напряжения гетеродина, как показано на сравнительном графике (Рис. 1).

Рис. 1. Сравнительный анализ двойных балансных смесителей

Популярный кольцевой двойной балансный диодный смеситель, показанный на Рис. 2, часто, в силу необходимой мощности гетеродина, приводит к компрессии входного сигнала, по крайней мере, на 6 дБ.

Рис. 2. Кольцевой диодный двойной балансный смеситель

Двойной балансный смеситель Si8901 фирмы Siliconix (Рис. 3) представляет собой монолитный кольцевой демодулятор, состоящий из четырёх полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), особенно подходит для работы в смесителях на КВ и УКВ диапазонах, где работая в режиме переключения (“цифровой” смеситель), он обеспечивает точку пересечения по составляющим интермодуляции третьего порядка до +37 дБм, при компрессии в 2 дБ и уменьшении чувствительности - в +30 дБм. Всё это – при мощности гетеродина всего лишь +17 дБм (50 мВт). Дополнительный выигрыш от малой мощности гетеродина в комбинации с высокой изоляцией сигнального и гетеродинного портов друг от друга - в двойном балансном смесителе: сигнал гетеродина меньше пролазит в сигнальные цепи. ИМС Si8901 выпускается в герметичном корпусе ТО-99, пригодна к применению в военной промышленности, также выпускается и в корпусе SO-14 для поверхностного монтажа, применима в радиолюбительских конструкциях везде, где требование большого динамического диапазона является желательным.

Рис. 3. Прототип коммутационного двойного балансного смесителя

Теория эффективности преобразования

В отличие от кольцевого диодного смесителя, коммутирующий смеситель базируется на переключающих свойствах четырёх полевых транзисторов, работающих в качестве смесителя. По сути дела, смеситель представляет собой пару ключей, реверсирующих фазу сигнала по закону, определяемому частотой гетеродина. В идеальном случае, при этом, ожидается отсутствие шумов. Поскольку полевые транзисторы (ПТ) в открытом состоянии имеют конечную величину сопротивления, эффективность преобразования выражается как потери. Эти потери заключаются в двух взаимосвязанных факторах: во-первых, сопротивлении сток-исток в открытом состоянии, относительно как к импедансу сигнальной, так и ПЧ цепей, во-вторых, в преобразовании сигнала на нежелаемые частоты.

Действие сопротивления сток-исток ПТ – rDS в открытом состоянии на импедансы сигнальной и ПЧ цепей (Rg и RL, соответственно), могут быть выведены из анализа эквивалентной схемы (Рис. 4), если принять форму напряжения гетеродина строго прямоугольной. Выражение 4/π² является мощностной функцией ряда Фурье в представлении идеализированных прямоугольных колебаний.

Рис. 4. Эквивалентная схема коммутационного смесителя (r on – сопротивление открытого канала ПТ, r off - закрытого)

Потери преобразования идеального смесителя с закороченными портами зеркального канала и суммарной частот (частота сигнала RF + частота гетеродина LO) могут быть выражены в сопротивлении сток - исток ПТ – rDS, Rg и RL следующим образом:

Если мы примем rDS = 0, а порты зеркального канала и суммарной ПЧ нагрузим резисторами, то минимально достижимые потери уменьшатся до:

После вычисления, получаем: Lc = -3,92 дБ. В практическом смысле нам необходимо добавить 3,92 дБ к результатам, полученным в уравнении (1) или на Рис. 5, чтобы получить реальные потери при преобразовании.

Рис. 5. Вносимые потери как функция от rDS, RL и Rg

Уравнение 1, предназначенное для расчёта при различных соотношениях Rg, RL и rDS (в проводящем состоянии) проиллюстрировано на Рис. 5 и показывает, насколько серьёзно влияет сопротивление открытых каналов полевых транзисторов на потери при преобразовании.

Интермодуляционные искажения

Несимметричный, одно-балансный и двух-балансный смесители различаются по их способности избирательно вырезать компоненты частоты помехи, как это обозначено в таблице 1.

Таблица 1

Сравнение модуляционных продуктов в одно-
и двух-балансных смесителях (до шестого порядка)

Одно-балансный смеситель	Двух-балансный смеситель
fs	-
3fs	-
5fs	-
f1 + f2	f1 + f2
f1 + 3f2	f1 + 3f2
f1 + 5f2	f1 + 5f2
2f1 + f2	-
3f1 + f2	3f1 + f2
3f1 + 3f2	3f1 + 3f2
4f1 + f2	-
5f1 + f2	5f1 + f2

(Примечание к Таблице1: Как видно из таблицы, в одно-балансном смесителе присутствуют гармоники входного сигнала, поскольку этот тип смесителя балансируется только по напряжению гетеродина – UA9LAQ)

В большинстве применений смесителей, наиболее “страшными” продуктами интермодуляции (IMD) являются те, которые относятся к нечётным порядкам, а именно, к третьему (IMD3). Хотя диодный балансный смеситель представляет собой одно-балансный его тип, наиболее значимые интермодуляционные искажения в нём возникают при отклонении формы напряжения гетеродина от прямоугольной. Это явление можно обнаружить при пристальном изучении Рис. 6, который показывает влияние синусоидального напряжения гетеродина на изменение переходных характеристик.

Рис. 6. Действие синусоидальной формы сигнала гетеродина на линейность выходного сигнала ПЧ

Поскольку оптимальная по IMD работа требует, чтобы переключатели коммутационного смесителя работали в 50% цикле (это означает: полностью включены или полностью выключены на одинаковые промежутки времени), то необходимо напряжение смещения.

Walker [ 1 ] вывел формулу, показывающую предсказанное уменьшение уровня продуктов интермодуляции третьего порядка при подаче двухтонального сигнала, как функции времени нарастания и спада напряжения гетеродина:

где: Vc – напряжение гетеродина (размах от пика до пика);

Vs – пиковое напряжение сигнала;

tr - время нарастания и спада напряжения гетеродина Vc;

ω LO = 2πf LO, где f LO - частота гетеродина.

Уравнение (3) показывает, что при уменьшении Rg (которое в свою очередь уменьшает амплитуду напряжения Vs), уменьшается уровень интермодуляционных искажений, то же происходит и при повышении напряжения гетеродина Vc. Наконец, если мы можем обеспечить идеальную прямоугольную форму сигнала гетеродина, то мы получим отличный смеситель! Дополнительно, мы видим, что инжекция с “низкой” стороны более эффективна, чем с “высокой”. (Речь идёт, видимо, об низкоимпедансной инжекции напряжения гетеродина – UA9LAQ).

Дальнейшим подтверждением преимущества прямоугольной формы напряжения гетеродина, перед синусоидальной, является недостаток последней: в случае приближения полуволны, с интервалом в полупериод, к пересечению с нулевой отметкой, полевые транзисторы, по сути дела, теряют смещение, и серьёзная перегрузка по напряжению сигнала значительно усугубляет интермодуляцию. Воздействие на смещение затвора ПТ при синусоидальном управлении ясно видно на Рис. 6,7.

Рис. 7. Квадратичные характеристики, показывающие действие ключующего напряжения на возникновение искажений в режиме большого сигнала.

Таблица 2

Сравнение переменного напряжения на затворе ПТ относительно мощности гетеродина между нерезонансным и резонансным контуром с нагруженной добротностью = 14 (частота 150 МГц)

Мощность, мВт	Нерезонансное напряжение на затворе ПТ, В	Резонансное напряжение на затворе ПТ, В
10	0,2	5,4
20	0,29	7,7
30	0,33	9,4
60	0,44	13,3

 

Строим смеситель

Базируясь на знаниях, полученных из анализа уравнения (3): низкое сопротивление источника, Rg и высокое напряжение гетеродина, Vc – являются идеальными условиями для смесителя. ИМС Si8901, используемая как смесительные ключи даёт в открытом состоянии сопротивление канала примерно 23 Ом при открывающем потенциале на затворе 15 В. При использовании популярного выходного трансформатора ПЧ 4 : 1 для предусилителя со входным импедансом 50 Ом (RL / rDS ≈ 8), Рис. 5 предлагает наибольшую эффективность преобразования при Rg = 92 Ом. Это противоречит уравнению (3), которое показывает, что минимум интермодуляционных искажений соответствует минимально возможной величине Vs. Этот результат достигнут снижением Rg. Теперь становится ясно, что требуется выход из создавшегося положения. Либо мы отыскиваем условия для получения низких потерь при преобразовании и получаем, вместе с этим, низкий уровень шумов, либо обречены на генерацию повышенного уровня интермодуляционных искажений. К счастью, при большей отдаче от смесителя, динамический диапазон увеличивается из-за того, что несогласованный сигнальный порт имеет меньшее влияние на соотношение сигнал/шум, чем согласованный сигнальный порт на интермодуляционные искажения.

Устанавливаем величину ключующего напряжения

При использовании широкополосного трансформатора для передающих линий промышленного изготовления, характеристика диодного кольцевого балансного смесителя требует применения мощного гетеродина, для получения требуемого ключующего напряжения, чтобы удовлетворить условиям уравнения (3). Смесители на ПТ более ранних конструкций, для получения большого динамического диапазона, требовали ватты мощности гетеродина! [ 2 ]. Одним из очевидных средств получения большого напряжения ключевания является резонансный метод. Напряжение, получаемое на резонансном контуре, а, значит, и на затворах ПТ может быть высчитано как:

где Р – мощность гетеродина, подводимая к резонансному контуру;

Q – нагруженная добротность резонансного контура;

Х – реактивное сопротивление затвора ПТ.

Поскольку ёмкость затвора ПТ зависит от приложенного напряжения, реактивное сопротивление зависит от приложенного напряжения возбуждения. Если всё оставить как есть, то это сильно уменьшит динамический диапазон смесителя по интермодуляции. Однако эта зависимость реактивного сопротивления от напряжения возбуждения может быть минимизирована комбинацией смещения на затвор и питания. Как мы видели из Рис. 6, напряжение смещения помогает получить необходимый 50% рабочий цикл, для получения оптимального уровня интермодуляции.

Таблица 2 и Рис. 8 дают интересное сравнение между резонансным питанием цепей затворов ПТ с нагруженной добротностью контура равной 14 и промышленным (широкополосным) питанием с использованием трансформатора с 50 на 200 Ом (100-0-100) 4 : 1. Полный вид высоковольтного напряжения раскачки затвора можно увидеть на Рис. 9, который демонстрирует расчётную по уравнению (3) и измеренную величину интермодуляционных искажений.

Рис. 8. Влияние нагруженной добротности контура на напряжение на затворах ПТ (ключующее напряжение) в зависимости от мощности гетеродина

Разрабатываем смеситель

Достижение низкого импеданса источника малого сигнала может быть легко осуществлено применением широкополосного трансформатора 1 : 1 Т1 – 1Т фирмы Mini-Circuits. Подобным же образом и по ПЧ хорошо себя зарекомендовал трансформатор Т4-1 (4 : 1). Принципиальным отличием является осуществление резонансного питания затворов ПТ, которое подразумевает необходимость хорошего знания, как самой микросхемы, так и её действующей ёмкостной нагрузки. В технических данных на микросхему указано её типовое значение равное 4,4 пФ. Для осуществления хорошей изоляции между портами смесителя, критичной является симметрия схемы и монтажа. Если резонансный контур питается от несимметричного выхода гетеродина (коаксиальный кабель), то симметрию может обеспечить симметрирующий трансформатор (см. полную схему смесителя на Рис. 3).

Рис. 9. Действие величины ключующего напряжения на уровень интермодуляционных искажений

Работа коммутационного смесителя Si8901

Последующие испытания были проведены в диапазоне частот 2…30 МГц:

• эффективность преобразования (потери)
• двухтоновые испытания, определение точки пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка
• уровень компрессии
• уровень снижения чувствительности (запирание, десенситация)
• коэффициент шума

Потери при преобразовании и получаемая точка пересечения нанесены на Рис. 10, как функция мощности “раскачки” смесителя от гетеродина.

Рис. 10. Точка пересечения и потери при преобразовании

Компрессия (сжатие динамического диапазона) в 2 дБ и уровни десенситации противодействуют друг другу, чего следует ожидать, основываясь на величине мощности раскачки смесителя от гетеродина в +17 дБм, напомним, что эффективная работа смесителя зависит от величины напряжения на затворах ПТ, а не от возбуждения затвора, выраженного как мощность. Оба параметра были измерены при уровнях + 30 дБм. Уровень однополосного шума составил 7,95 дБм.

Если разработчик смесителей последует концепции, изложенной в этой статье, ИМС Si8901 фирмы Siliconix позволит получить самый высокий динамический диапазон по отношению ко всем имеющимся современным смесителям. Достижение высокого управляющего напряжения резонансным методом, отнюдь не означает, что смеситель узкополосен. Перестройку контура можно осуществить многими из известных способов, например, электронным способом с помощью варикапов. Подразумевается, что резонансный контур может быть выходным для электронно-управляемой симметричной схемы гетеродина.

Литература:

1. H.P. Walker, “Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers”, Radio and Electronic Engineer, Vol. 46, No. 5, May 1967, pp. 247…255.
2. R.P. Rafuse, ”Symmetric MOSFET Mixers of High Dynamic Range”, Digest of Technical Papers, 1968 International Solid-State Circuits Conference, p. 122…123.

Следует отметить, что преобразователи на полевых транзисторах с изолированными затворами, размещёнными на одной подложке, весьма эффективны. Примером может служить популярный ныне смеситель на ИМС К590КН8А. Вот работает ли он, так как нужно, на 150 МГц – вопрос? Думаю, что переведённая статья поможет конструкторам грамотно подойти к конструированию таких важных узлов приёмопередающей аппаратуры, каким является смеситель. – UA9LAQ.

Свободный перевод с английского: Виктор Беседин (UA9LAQ) ua9laq@mail.ru
г. Тюмень декабрь, 2004 г